基于TPS40057的BUCK变换器

发布时间：2024-08-05 08:13:28   来源：科技创新

　　属于TI的TPS4005x系列，是一种高压、宽输入范围的同步整流型降压转换器，它为用户更好的提供了多种可设计功能，大范围的应用于模块电源和工业控制等领域。本文主要介绍了芯片的频率调节、软启动、电压前馈、主功率管电流限制和环路补偿等功能，并设计了基于

　　TPS40057为用户更好的提供了多种可设计功能，包括软启动、欠压锁定、频率调节、电压前馈、主功率管电流限制和环路补偿等。它运用了电压前馈控制技术使其在整个宽输入电压范围内拥有很好的线性调整率，从而使系统快速响应输入电压的瞬态变化。调整器增益基本为常数，不随输入电压的变化而改变，大大简化了环路补偿设计。外部可编程电流门限可提供逐脉冲限流，芯片还带有利用内置计数器控制的打嗝模式，持续长时间过载状态时可以轻松又有效保护电路。诸多优点使其在功率模块，网络通信，工业和服务器等多种领域得到应用。

　　TPS4005X的主要特征可概括为：8～40 V宽输入范围;输入电压前馈补偿;内部7 V基准电压可1%微调;固定频率可设计至1 MHz的电压环控制器;内置主功率管及同步整流管的栅极驱动;外同步功能;过温保护;可编程主功率管电流门限;用户可设计闭环软启动;带有输出预偏置的电流源和电流宿(current sink)。芯片详细内部框图在参考文献中给出，在此主要介绍各引脚：

　　BOOST：高侧N沟道MOSFET的栅极驱动电压。BOOST的电压比SW脚的电压高9 V。须在本管脚与同步整流MOSFET的漏极之间加-0.1F的陶瓷电容。

　　BP5：5 V参考电压。此管脚一定要使用-0. 1 F的陶瓷电容旁路到地。也可为外部直流负载提供小于等于1 mA的电流。

　　BP10：10 V参考电压，用于驱动N沟道同步整流管。须加-1 F的陶瓷电容旁路。可为外部直流负载提供小于等于1mA的电流。

　　COMP：误差放大器的输出，PWM比较器的输入。反馈网络便是接在本管脚和VFB管脚间提供整体回路的补偿。COMP管脚具有内部箝位功能，将电压箝至高于三角波的峰值，这能改善大信号暂态响应。

　　HDRV：用来驱动主功率管。MOSFET导通时，本管脚电压为BOOST脚电压，MOSFET截止时，为SW脚电压。

　　KFF：用于决定电压前馈量的大小和欠压锁定门限。反馈进入本管脚的电流经过内部分流，并用于控制PWM三角波的斜率。

　　LDRV：N沟道同步整流管的栅极驱动电压。MOSFET导通时，本管脚为BP10脚电压，MOSFET截止时，电压为地。

　　PGND：芯片电源地参考电位。本管脚与低侧MOSFET源极间的路径必须呈低阻抗。

　　SW：本管脚连接到变换器的切换节点(即主管与同步整流管连接点)并用于检测过流。

　　VFB：误差放大器的反相输入端。在正常操作时，其电压应等于内部参考电压，即0.7 V。

　　开关电源的整体拓扑大致上可以分为核心电路、辅助电路、保护电路3部分。核心电路是指实现反馈控制，生成PWM控制信号的电路，包括振荡器、误差放大器、比较器、锁存器、输出单元。输出的PWM信号的形成还受到辅助电路的影响，最重要的包含软启动和振荡器的时钟信号。保护电路包括欠压保护、过流保护、过温保护以及关断单元等。

　　TPS40057拥有独立的时钟振荡器和三角波生成电路，时钟振荡器作为三角波生成电路的主时钟。开关频率fSW通过2脚对地接电阻RT实现，RT可由下式计算得到：

　　若芯片无需外同步，则SYNC脚直接拉低即可。本设计中外部时钟信号通过SYNC端接入信号fSYNC的下降沿来同步芯片时钟信号，外同步频率应当高于fSW的20%左右。

　　三角波发生器的三角波上升斜率随输入电压线性变化，为PWM比较器提供电压前馈控制，对线性变化做出良好的响应，因此PWM能依据输入电压变化直接改变三角波上升率，从而改变占空比，而不必等到输出电压经环路反馈后再变，减少整个响应延迟时间。PWM三角波每个波头的维持的时间由上拉到VIN的电阻RKEF实现，RKEF值可由以下公式得出：

　　TPS40057利用闭环软启动功能确保输出电压在启动过程中的上升率可控。软启动引脚SS/SD与地之间须接电容CSS/SD用于设置软启动时间。内部2.3 A的电流源对CSS/SD充电，在软启动引脚形成逐渐上升的电压VSS/SD，当VSS/SD小于125 mV时，芯片控制器定义为关机状态，所有的内部电路都被禁止使能;当VSS/SD大于210 mV时，芯片内部电路开始工作;当VSS/SD大于210 mV小于0.85 V时，内部电路被使能，但输出电压仍会下降;当VSS/SD大于0.85 V时，芯片输出驱动，输出电压开始上升;当VSS/SD升高至1.55 V时，芯片输出电压继续上升到达稳态。VSS/SD减去0.85 V后即为有效软启动参考电压VSSRMP，误差放大器的同相输入端接VSSRMP，另一同相输入端接0.7 V参考电压VFR，VSSRMP与VFB中较低者作为用于调节VFB的主导电压，为系统提供精确的闭环软启动参考。为了合理控制输出电压的上涨的趋势，软启动时间tSTART必须远大于输出滤波电感L和滤波电容C0的时间常数：tSTART2x

　　电流保护引脚ILIM用于设置过流保护阀值，通常接一电阻RILIM到VCC，内置对地电流宿在RILIM上产生一定的压降，此压降与主开关管开通时的漏源极压降做比较，后级误差计数器对过流情况做响应。TPS40057具有双重过流保护功能，第一重保护力逐脉冲保护方案，通过检验测试主开关管导通时漏源极压差来限制主管上电流。如果主管漏源极压差超过RILIM两端电压差，功率管驱动立刻被关闭，直到下一个开关周期到来前都无驱动输出。第二重保护包含一个基于脉冲的误差计数器，过流时计数器加一，不过流时减一，计数器计数值达到7时，芯片进行重启，同时经历7个软启动周期对其进行初始化。此间主开关管和同步整流管都关断。每经历一个软启动周期计数器就减一，当减至0时，PWM比较器重新被使能，输出电压正常开启。如果计数器仍然数到7个过流脉冲，芯片又进入第二重保护模式。限流点ILIM可由下式得到

　　其中，ISINK为电流宿电流，最小为8.5A，IOC为过流点，通常为输出电流与二分之一电感电流峰值之和。VOS为过流比较器偏置电压，最大为-20 mV。本设计中，ILIM加上二分之一电感电流峰值，并增加30%的容差，即为预期的过流保护点IOC(4.7 A)。考虑到MOSFET的发热，RDS(on)也取增加30%的容差，即0.017 。因此RILIM取值14 k。

　　电压模式控制的BUCK变换器一般会用Ⅲ型双极点-双零点补偿网络，如图1所示，这种补偿网络的两个零点可以补偿由输出滤波电路产生的极点引起的相位滞后;两个极点用来抵消输出电容ESR引起的零点，第二极点用来保证开环传递函数有一个较好的相位裕量和增益裕量，同时在高频段幅频特性的下降斜率为-40 db/dec，对高频干扰有良好的抑制作用。补偿网络的零极点与RC参数的关系为：

　　对BUCK变换器进行实验验证，图5为输出电压建立过程，能够准确的看出软启动时间控制在1.5 ms。图6为负载在满载2 A和空载状态切换时，输出电压纹波的动态响应，可见输出电压稳定时，纹波峰峰值为50 mV，负载突变时，输出电压变化量在150～200 mV范围内。图7和图8分别为负载突卸和突加瞬间的动态响应波形，可见输出电压动态恢复时间为200s，符合预期性能指标。

　　文中主要对TPS40057的功能进行详细说明，并给出了芯片外围电路主要参数的设计方法，着重对补偿环路的参数进行了仿真，最后搭建了基于TPS40057的BUCK变换器并进行稳测试，从实际应用的角度验证了芯片功能和设计的可行性。